Wprowadzenie

Wielofazowa przetwornica obniżająca napięcie jest szeroko stosowaną topologią w aplikacjach obniżających napięcie z wysokimi prądami wyjściowymi. Stabilizatory napięcia z tym układem można znaleźć w serwerach, sztucznej inteligencji, centrach danych, przetwarzaniu w chmurze, komunikacji, motoryzacji i wielu innych.

Tętnienie prądu w cewkach indukcyjnych jest ważnym parametrem, który wpływa na wybory projektowe. Decydują o wydajności, tętnieniach napięcia wyjściowego, wydajności w stanach przejściowych, rozmiarze rozwiązania itp. W artykule skupimy się na rozważaniach dotyczących tętnień prądu.

Konwencjonalna wielofazowa przetwornica Buck z dyskretnymi cewkami indukcyjnymi (DL) została pokazana na rysunku 1a. Alternatywę polegającą na zastąpieniu DL sprzężonymi cewkami indukcyjnymi (CL) przedstawiono na rysunku 1b.^1-9 Ważne jest, aby w celu optymalnego przeplatania przebiegów zapewnić przesunięcie fazowe między wszystkimi fazami przetwornicy (od 1 do N_ph). Oczekuje się, że takie przesunięcie fazowe zminimalizuje całkowite tętnienia prądu wyjściowego, które trafiają do pojemności wyjściowej. Tym samym zostaną zminimalizowane również tętnienia napięcia wyjściowego. Odpowiednie przesunięcie fazowe jest również potrzebne do uzyskania najlepszej wydajności CL.

Rys. 1. Wielofazowa przetwornica Buck, a) z dyskretnymi cewkami DL, b) ze sprzężonymi cewkami CL

Tętnienie prądu w każdej fazie konwencjonalnej przetwornicy Buck można obliczyć korzystając z równania (1), gdzie cykl pracy D = V_OUT/V_IN, V_OUT to napięcie wyjściowe, V_IN to napięcie wejściowe, L to indukcyjność, a F_S to częstotliwość przełączania. Zakładając, że dyskretna cewka indukcyjna zostanie zastąpiona cewką sprzężoną o tej samej indukcyjności (L, teraz indukcyjność upływu) i dodaną indukcyjnością wzajemną L_m, tętnienie prądu w CL można przedstawić równaniem (2).⁶ Dobroć (FOM) jest wyrażona równaniem (3), w którym N_ph jest liczbą sprzężonych faz, ρ jest współczynnikiem sprzężenia (4), j jest indeksem pracy, który definiuje odpowiedni współczynnik wypełnienia przebiegu generowanego przez przetwornicę (5).

(1)

(2)

(3)

(4)

(5)

W ogólnym przypadku CL odznacza się większą dobrocią FOM,⁶ wskazującą na znacznie lepszą eliminację tętnień prądu (równanie 2) w porównaniu z DL (równanie 1). Innymi słowy, ta sama indukcyjność L spowoduje znacznie mniejsze tętnienie prądu w przypadku CL, umożliwiając potencjalne zmniejszenie częstotliwości przełączania F_s w celu uzyskania wyższej wydajności. Alternatywnie, wartość indukcyjności można zmniejszyć w celu uzyskania szybszych stanów przejściowych oraz mniejszych rdzeni cewek oraz pojemności wyjściowej. W ten sposób korzyści płynące z CL można wykorzystać na różne sposoby, takie jak zmniejszenie rozmiaru układu lub osiągnięcie znacznej poprawy wydajności.

Całkowite tętnienia prądu na wyjściu

Przetwornice wielofazowe z przeplotem mają tę zaletę, że zmniejszają całkowite tętnienia prądu, gdy wiele prądów cewek indukcyjnych wpływa do tej samej sieci.^10,11 W przypadku wielofazowej przetwornicy Buck, możliwa do uzyskania (równanie 6) jest redukcja całkowitego prądu przemiennego płynącego do kondensatorów wyjściowych (Co). Zmniejszenie prądu przemiennego w pojemności wyjściowej jest zazwyczaj korzystne, ponieważ zmniejsza tętnienia napięcia wyjściowego i nieznacznie poprawia sprawność. Dodatkowo, można również zaobserwować poprawę w zakresie tętnień w kondensatorach wejściowych. W dalszej części skupimy się jednak głównie na tętnieniach prądu w cewkach indukcyjnych i ich wpływie na parametry wyjściowe.

(6)

Tętnienia prądu w fazie DL (równanie 1) będą miały największą amplitudę przy D = 0,5. Normalizacja (równanie 6) według tej najgorszej wartości pozwala wyeliminować napięcia, częstotliwość i indukcyjność oraz wykreślić znormalizowane (względne) krzywe tętnienia prądu całkowitego jako funkcję współczynnika wypełnienia przebiegu (7). Oczywiście zakłada to, że wszystkie wyeliminowane warunki układu pozostają takie same.

(7)

Całkowite znormalizowane tętnienie prądu wyjściowego w wielofazowej przetwornicy Buck jest opisane równaniem 7 i jest przedstawione na rys. 2. Warto zauważyć, że zgodnie z oczekiwaniami jest ono równe jednofazowemu tętnieniu prądu, gdy N_ph = 1. Połączenie równoległe większej liczby faz (od 1 do N_ph) z przesunięciem fazowym o 360^o/N_ph, często skutkuje proporcjonalnie wyższym prądem wyjściowym, a tym samym mocą. Jednak z rys. 2 wynika, że całkowite tętnienie prądu, które trafia do pojemności wyjściowej, zmniejsza się dramatycznie w tym samym czasie. Podkreśla to jedną z zalet przeplatania wielu faz w celu uzyskania lepszej wydajności systemu. Dotyczy to zarówno konfiguracji DL, jak i CL. Chociaż przebiegi prądu wewnątrz każdej fazy niesprzężonych DL i CL mogą wydawać się różne, całkowity zsumowany prąd (całkowity prąd wyjściowy w wielofazowej przetwornicy Buck) wykazuje ten sam przebieg. W rzeczywistości równania 6 i 7 mają zastosowanie zarówno do przetwornic DL, jak i CL (z wyjątkiem tego, że CL wymaga, aby N_ph>1). Na rys. 3, 4 i 5 przedstawiono symulowane tętnienia prądu w sześciu fazach przetwornicy Buck z V_IN = 12 V, V_OUT  = 1,0 V (D = 0,0833), L = 50 nH, F_S = 600 kHz. Dolne czerwone krzywe ilustrują całkowite tętnienie prądu w sześciu fazach na wyjściu. Sytuacja przedstawiona na rys. 3a odpowiada przypadkowi dyskretnej cewki indukcyjnej L_m = 0 (DL = 50 nH), a rys. 3b ma wprowadzoną małą indukcyjność L_m = 20 nH (CL = 6 × 50 nH). Zwiększając dalej sprzężenie, rys. 4a ma L_m = 50 nH, a rys. 4b ma L_m = 200 nH. Ten ostatni odpowiada gotowej sześciofazowej sprzężonej cewce CL1010V1-6-R050-R: CL = 6 × 50 nH, L_m = 200 nH. Na koniec należy zauważyć, że na rys. 5a i rys. 5b przedstawiono przypadki, które są praktycznie nierealne ze względu na trudne uzyskanie odpowiednio bardzo dużych L_m = 1 μH i L_m = 10 μH.

Rys. 2. Znormalizowane tętnienia całkowitego prądu wyjściowego (7) w wielofazowym przetwornicy Buck w funkcji współczynnika wypełnienia D

Rys. 3. Prądy poszczególnych cewek (góra) i całkowity prąd wyjściowy (dolne czerwone krzywe) dla 6-fazowej przetwornicy Buck 12 V do 1,0 V, gdzie F_S = 600 kHz: a) dyskretne DL = 50 nH (Lm = 0), b) CL = 6 × 50 nH i Lm = 20 nH. Dla przejrzystości pierwszy prąd fazowy I(L1) jest wyróżniony. Tętnienie prądu wyjściowego wynosi 16,6 A dla dowolnej wartości Lm.

Rys. 4. Prądy poszczególnych cewek (góra) i całkowity prąd wyjściowy (dolne czerwone krzywe) dla 6-fazowej przetwornicy Buck 12 V do 1,0 V, gdzie F_S = 600 kHz: (a) CL = 6 × 50 nH, Lm = 50 nH, (b) CL = 6 × 50 nH i Lm = 200 nH. Dla przejrzystości prąd pierwszej fazy I(L1) jest wyróżniony. Tętnienie prądu wyjściowego jest takie samo 16,6 A dla dowolnej wartości Lm.

Rys. 5. Prądy poszczególnych cewek (góra) i całkowity prąd wyjściowy (dolne czerwone krzywe) dla 6-fazowej przetwornicy buck 12 V do 1,0 V, gdzie F_S = 600 kHz: a) CL = 6 × 50 nH, Lm = 1 μH, b) CL = 6 × 50 nH i Lm = 10 μH. Dla przejrzystości prąd pierwszej fazy I(L1) jest wyróżniony. Tętnienie prądu wyjściowego jest takie samo 16,6 A dla dowolnej wartości Lm

Widoczna jest zaleta eliminacji tętnień prądu w CL. Wraz ze wzrostem wzajemnej indukcyjności, prąd tętnienia w każdej fazie gwałtownie spada, aż do osiągnięcia stanu, w którym dalszy wzrost L_m obniża tętnienie prądu w coraz mniejszym tempie. Zaprojektowanie zbyt dużego L_m, takiego jak 1 μH lub 10 μH na rys. 5, miałoby również zauważalny wpływ na rozmiar CL i najprawdopodobniej DCR, więc te przypadki zostały zamieszczone tylko w celu pokazania trendu tętnienia prądu.

Porównanie amplitudy prądów fazowych między DL = 50 nH (rys. 3a) i CL = 6 × 50 nH z L_m = 200 nH (rys. 4a) pokazuje znaczną 4-krotną redukcję tętnienia prądu (spadek z 30,63 A do 7,7 A). Należy jednak zauważyć, że dolne czerwone krzywe reprezentujące całkowite tętnienie prądu wyjściowego ze wszystkich faz pozostają identyczne dla dowolnej wartości L_m (w tym L_m = 0 na rys. 3a), mimo że przebiegi prądu fazowego są bardzo różne. Amplitudy międzyszczytowe symulowanych tętnień na rys. 3…5 są zgodne z obliczonymi tętnieniami prądu (1), (2) i (6) przedstawionymi na rys. 6. Dla danych warunków V_IN = 12 V, N_ph = 6 i F_S = 600 kHz, całkowite tętnienia prądu wyjściowego ze wszystkich sześciu faz pozostają stałe dla dowolnej wartości L_m i wynosi 16,6 A dla V_OUT = 1,0 V. Jednym ze sposobów na zrozumienie tego zjawiska jest stwierdzenie, że wraz ze wzrostem wartości L_m, tętnienia prądu maleją, powodując, że prądy fazowe upodobniają się do siebie. W konsekwencji ich wartości szczytowe skutecznie sumują się na wyjściu. Można w przybliżeniu uznać, że sprzężenie zmniejsza tętnienie fazy o współczynnik ~N_ph, ale następnie N_ph podobnych szczytów tętnień jest sumowanych na wyjściu. Skutkuje to takimi samymi całkowitymi tętnieniami prądu wyjściowego. Jest to szczególnie widoczne na rys. 5, gdzie pokazano przebiegi o bardzo dużym L_m. Można zaobserwować, że całkowite tłumienie tętnień prądu dla faz z przeplotem pozostaje spójne dla tych samych indukcyjności cewki. Istnieje jednak różnica w sposobie eliminacji tych tętnień. W przypadku DL następuje to głównie w obwodzie wyjściowym. Z drugiej strony, obecność sprzężonych cewek indukcyjnych pozwala na propagację znacznej części przeplotu i tłumienia tętnień do prądu każdej fazy.

Rys. 6. Obliczone tętnienie prądu w stosunku do VOUT dla 6-fazowej przetwornicy Buck VIN = 12 V (F_S = 600 kHz) z cewkami 50 nH i różnym Lm. Całkowite tętnienia prądu wyjściowego są pokazane na zielono, takie samo dla wszystkich wartości Lm.

Należy zauważyć, że wszystkie krzywe na rys. 6 odpowiadają temu samemu maksymalnemu limitowi szybkości narastania prądu (a zatem stanom nieustalonym), zdefiniowanemu w każdej fazie przez indukcyjność 50 nH.

Tętnienia napięcia wyjściowego

Proste rozumienie tętnień napięcia wyjściowego opiera się na tym, że całkowity wyjściowy prąd tętnień przepływa przez efektywną równoważną rezystancję szeregową (ESR) wyjściowego banku pojemności. Powoduje to wprost proporcjonalny spadek napięcia objawiający się jako przebieg napięcia wyjściowego przetwornicy w stanie ustalonym. Bardziej szczegółowa analiza wymagałaby uwzględnienia rzeczywistej pojemności każdego kondensatora wyjściowego, wraz z pojemnościami pasożytniczymi występującymi w układzie. Ogólne oczekiwanie jest jednak takie, że wyższe całkowite tętnienia prądu na wyjściu doprowadzą do wyższego tętnienia napięcia wyjściowego. Może to stanowić czynnik ograniczający dla CL. Tętnienia prądu fazowego na rysunkach od 3 do 5 przedstawiono w celu porównania w takich samych warunkach, dla tych samych wartości indukcyjności. Jednak w praktycznych zastosowaniach tętnienie prądu DL wynoszące 30,6 A, jak pokazano na rys. 3a, może przekraczać typowy zakres docelowy dla prądu obciążenia od 30 A do 50 A na fazę. W takich scenariuszach częstotliwość F_S będzie wyższa lub wartość DL zostanie zwiększona. Wykorzystanie zalet CL często wiąże się z utrzymaniem porównywalnego (i akceptowalnego) tętnienia prądu fazowego między konstrukcjami DL i CL. Zaleta CL przejawia się albo w znacznie niższej częstotliwości Fs dla wyższej wydajności, albo w mniejszej indukcyjności, ułatwiając szybsze przejście przez stan nieustalony i zmniejszając rozmiar pojemności wyjściowej.⁸ Oznacza to, że podczas gdy tętnienia prądu wewnątrz fazy byłyby porównywalne między DL i CL – całkowite tętnienie prądu wyjściowego rozwiązania CL może być wyższe.

Należy jednak wziąć pod uwagę kilka czynników. Typowe rozwiązanie wielofazowe ma zwykle stopnie mocy ustawione w rzędzie, po których następują cewki, a następnie kondensatory wyjściowe. Taki układ ma podobne zastosowanie w przypadku korzystania z CL. W rezultacie obwód V_OUT nie jest pojedynczym punktem połączenia w symulacji, ale siecią rozproszoną, w której prądy fazowe są wprowadzane z różnych odległości. Kondensatory są również rozmieszczone wzdłuż rzędu wyprowadzeń cewki V_OUT, z powiązanymi pojemnościami pasożytniczymi wewnątrz i pomiędzy nimi. Rozproszona sieć pojemności pasożytniczych w układzie i kondensatorach wyjściowych skutecznie filtruje przebiegi z odległych faz szybciej. W rezultacie poszczególne kondensatory przewodzą więcej tętnień prądu z pobliskich pinów cewki V_OUT niż z tych bardziej oddalonych. Ponieważ kondensatory ceramiczne mają zwykle minimalną impedancję powyżej 1 MHz do 2 MHz, tętnienia prądu z główną harmoniczną Fs < 1 MHz (DL, rys. 3a) mogą być tłumione w mniejszym stopniu w porównaniu do przebiegów z wieloma szczytami prądu na okres przełączania (na przykład CL – rys. 4b). Dodatkowo, biorąc pod uwagę bieguny utworzone przez ESL i ESR kondensatorów wyjściowych, wraz z pojemnościami pasożytniczymi układu, oczekuje się również większego tłumienia przebiegu o wyższej częstotliwości.

Innym czynnikiem jest to, że nawet jeśli całkowite tętnienia prądu wyjściowego CL mogą być matematycznie większe niż w przypadku DL: lokalne prądy fazowe będą porównywalne, w rzeczywistości często prąd tętnień fazy CL będzie miał nieco mniejszą amplitudę. CL skutecznie eliminuje tętnienia prądu z obwodu wyjściowego V_OUT (w przypadku DL) do każdej fazy przełączania.

Na rys. 7 przedstawiono typowe rozmieszczenie elementów i układ wielofazowej przetwornicy Buck, w której szyna napięcia wyjściowego jest dostarczana do obciążenia CPU lub GPU (obszar gniazda jest pokazany dużym prostokątnym konturem). Układ kondensatorów wyjściowych znajduje się pod określonym obszarem obciążenia.

Rys. 7. Układ płytki z wielofazowym zasilaczem Buck. Obciążonych jest sześć dyskretnych cewek.

Na rys. 8 zostały przedstawione tętnienia napięcia V_OUT w punkcie pomiaru napięcia w środku gniazd obciążenia na rys. 7 w następujących warunkach: V_IN = 12 V, V_OUT = 1 V, F_S = 600 kHz. Początkowo cewka DL = 100 nH jest ładowana do sześciu faz stabilizatora napięcia, co skutkuje maksymalnymi tętnieniami napięcia 10,11 mV (rys. 8a). Umieszczenie CL = 6 × 100 nH daje nieco lepszy pomiar 10,05 mV max (rys. 8b). Następnie umieszczenie CL = 6 × 50 nH do cewki indukcyjnej w celu uzyskania lepszego stanu nieustalonego wykazuje tylko nieznacznie zwiększone tętnień do 14,91 mV (rys. 8c). Jest to wzrost nieznaczny, zwłaszcza zauważymy, że typowym czynnikiem ograniczającym minimalną pojemność wyjściową są szybkie warunki przejściowe, a nie tętnienia V_OUT.

Rys. 8. Tętnienia VOUT z 6-fazową przetwornicą Buck (12 V do 1 V, 600 kHz) przy VOUT sense w gnieździe CPU: a) DL = 100 nH, 10,11 mV MAX, b) CL = 6 × 100 nH, 10,05 mV MAX, c) CL = 6 × 50 nH, 14,91 mV MAX

Tętnienia prądu fazowego CL = 6 × 50 nH wynoszą tylko 7,7 A, jak pokazano na rys. 4b lub rys.6. Zmniejszenie wysokich tętnień prądu wynoszącego 30,6 A dla DL = 50 nH poprzez zwiększenie wartości do DL = 100 nH skutkuje proporcjonalnym spadkiem do 15,3 A, co stanowi poprawę (choć kosztem odpowiedzi przejściowej). Pozostają one jednak dwukrotnie większe niż tętnienia w CL = 6 × 50 nH. Dlatego wybór DL = 100 nH nadal będzie miał wpływ na wydajność.

Wydajność w stanach przejściowych

Ponieważ 6-fazowa cewka CL = 6 × 50 nH miałaby dużą przewagę w tętnieniach prądu nad DL = 50 nH przy podobnej wydajności przejściowej, indukcyjność cewki dyskretnej została zwiększona do DL = 100 nH, aby przynajmniej częściowo zmniejszyć różnicę tętnień z CL = 6 × 50 nH. Wynikowy stan nieustalony porównano na rys. 9. Pomiary zostały wykonane w tych samych warunkach V_IN = 1 2 V, V_OUT = 1 V, F_S = 600 kHz. Aby zobrazować niedosterowania i przesterowania napięcia wyjściowego, zmieniono ustawienie obciążenia linii na mniejsze o 0,132 mΩ. Pokazania przekroczenia napięcia jest łatwiejsze niż usunięcie niektórych kondensatorów wyjściowych. Zgodnie z oczekiwaniami przy niskim V_OUT (na przykład V_OUT < V_IN/2), przesterowanie dominuje w charakterystyce przejściowej peak-to-peak napięcia wyjściowego.

Dla kroku obciążenia 240 A (40 A na fazę), napięcie wyjściowe międzyszczytowe wynosi d_VOUT = 81,2 mV dla CL = 6 × 50 nH (rys. 9a) i d_VOUT = 153,3 mV dla DL = 100 nH (rys. 9b). Należy zwrócić uwagę na sygnały PWM w górnej części przebiegów na rys. 9: mimo że działanie pętli sprzężenia zwrotnego nigdy nie jest natychmiastowe, przeregulowanie odpowiada całkowitemu brakowi impulsów PWM. Oznacza to, że wszystkie fazy są ściągane w dół bez przełączania, a wydajność przejściowa jest ograniczona jedynie szybkością narastania prądu w samych cewkach indukcyjnych. Wyjaśnia to w przybliżeniu 2-krotną zmierzoną różnicę szczytowego napięcia wyjściowego między CL = 6× 50 nH i DL = 100 nH.

Patrząc na przebiegi z rys. 9, tętnienie V_OUT nie jest powodem do niepokoju, ponieważ agresywne stany przejściowe dominują w międzyszczytowym napięciu wyjściowym. Minimalna pojemność wyjściowa będzie określona przez parametry przejściowe, a nie tętnienia VOUT.

W rzeczywistym zastosowaniu, aby spełnić te same specyfikacje przejściowe V_OUT peek-to-peek w porównaniu do CL = 6 × 50 nH, wolniejsze DL = 100 nH wymagałby blisko 2 razy większej pojemności wyjściowej. Jednocześnie DL = 100 nH nadal miałby 2 razy większe tętnienie prądu przy tej samej częstotliwości przełączania. Może to mieć wpływ na wydajność z dwóch powodów: albo ze względu na duże tętnienia prądu powodujące zwiększoną wartość skuteczną w przebiegach prądu w układzie i wyższe straty prądu przemiennego w DL, albo ze względu na wyższą częstotliwość przełączania potrzebną do zmniejszenia tętnień, co prowadzi do proporcjonalnie wyższych strat przełączania.

Rys. 9. Wydajność przejściowa dla 6-fazowej przetwornicy obniżającej, gdzie VIN = 12 V, VOUT = 1 V, F_S = 600 kHz i krok obciążenia 240 A: a) CL = 6 × 50 nH, b) DL = 100 nH. Ta sama płytka, ta sama pojemność wyjściowa i to samo ustawienie obniżonego obciążenia linii 0,132 mΩ.

Wnioski

Technologia sprzężonych cewek zapewnia wiele korzyści systemowych w porównaniu z konwencjonalnymi rozwiązaniami, a zalety te można zoptymalizować pod kątem wielu różnych priorytetów i zastosowań.^{8, 9, 10} Jednak intrygującym i sprzecznym z intuicją faktem jest to, że całkowite tętnienia prądu wielofazowego przetwornicy obniżającej napięcie pozostają takie same dla dyskretnych i sprzężonych cewek o identycznych indukcyjnościach. Wykorzystanie zalet CL często skutkuje zwiększeniem całkowitych tętnień prądu wyjściowego, pomimo typowego zmniejszenia tętnień prądu w każdej fazie. Jednak ta potencjalna wada jest ogólnie łagodzona przez CL skutecznie przeciągająca przeplot fazowy z wyjścia przetwornicy w górę do każdej fazy, a także przez właściwości filtrujące rozproszonej pojemności Co. Innymi słowy, nawet jeśli całkowite tętnienia prądu wyjściowego rozwiązania z CL są celowo zwiększone, są one lepiej wymieszane pomiędzy fizycznie oddzielonymi połączeniami V_OUT różnych faz, w porównaniu z DL. Ponadto poszczególne prądy fazowe CL mają zazwyczaj wyższą częstotliwość i niższą wartość międzyszczytową, więc są często lepiej filtrowane w rozproszonej sieci kondensatorów wyjściowych i pojemności pasożytniczych. Zwykle skutkuje to bardzo niewielkim wzrostem tętnień V_OUT, gdy przewaga CL jest wykorzystywana do lepszego stanu przejściowego lub wydajności.

W wielu zastosowaniach wielofazowych minimalna pojemność wyjściowa jest często definiowana przez specyfikacje dotyczące dużych i szybkich stanów przejściowych, a nie przez rozważania dotyczące tętnień V_OUT. Sprawia to, że rozważania dotyczące całkowitych tętnień prądu są mniej ważne. Wraz ze wzrostem liczby faz (N_ph) przy większych specyfikacjach prądu obciążenia, można zauważyć ogólną tendencję: oczekuje się, że skoki przejściowe będą rosły proporcjonalnie do N_ph, co doprowadzi do proporcjonalnego wzrostu minimalnej wymaganej pojemności wyjściowej. Jednak całkowite tętnienia prądu na wyjściu znacznie maleją wraz ze wzrostem przeplatanych równolegle faz. Dotyczy to zarówno DL, jak i CL i ogólnie zmniejsza znaczenie rozważań dotyczących tętnień napięcia wyjściowego. Ponieważ rozwiązanie CL jest zazwyczaj powiązane z szybszym stanem przejściowym i/lub wyższą wydajnością, potencjalny wzrost całkowitych tętnień prądu wyjściowego zazwyczaj nie jest znaczącym czynnikiem projektowym. Jednak dobrą praktyką jest sprawdzenie parametrów tętnień V_OUT w aplikacjach z wolnym stanem przejściowym i niskim N_ph, gdzie tętnienia V_OUT, a nie odpowiedź przejściowa, może być dominującym czynnikiem dyktującym minimalną wymaganą pojemność wyjściową.

_______________________

¹ Aaron M. Schultz and Charles R. Sullivan. “Voltage Converter with Coupled Inductive Windings, and Associated Methods.” U.S. Patent 6,362,986, March 2001.

² Jieli Li. Coupled Inductor Design in DC-DC Converters. M.S. thesis, Dartmouth College, December 2001.

³ Pit-Leong Wong, Peng Xu, P. Yang, and F. C. Lee. “Performance Improvements of Interleaving VRMs with Coupling Inductors.” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 16, No. 4, July 2001.

⁴ Yan Dong. Investigation of Multiphase Coupled-Inductor Buck Converters in Point-of-Load Applications. Ph.D. thesis, Virginia Polytechnic Institute and State University, July 2009.

⁵ Alexandr Ikriannikov and Di Yao. “Addressing Core Loss in Coupled Inductors.” Electronic Design News, December 2016.

⁶ “Coupled Inductor Basics and Benefits.” Analog Devices, Inc., October 2022.

⁷ Alexandr Ikriannikov. “Evolution and Comparison of Magnetics for the Multiphase DC-DC Applications.” IEEE Applied Power Electronics Conference, March 2023.

⁸ Alexandr Ikriannikov and Di Yao. “Converters with Multiphase Magnetics: TLVR vs CL and the Novel Optimized Structure.” PCIM Europe, May 2023.

⁹ Alexandr Ikriannikov and Brad Xiao. “Generalized FOM for Multiphase Converters with Inductors.” IEEE ECCE 2023, October 2023.

¹⁰ Brett Miwa. “Interleaved Conversion Techniques for High Density Power Supplies.” Ph.D. thesis, Massachusetts Institute of Technology, May 1992.

¹¹ Tim Hegarty. “Benefits of Multi-phasing Buck Converters.” EE Times, November 2007.

Źródło: Analog Devices