[RAQ] Niskonapięciowy wzmacniacz operacyjny w roli bufora wysokiego napięcia dzięki układowi bootstrap

Źródło sygnałów wysokiego napięcia

Kiedy przeszła pora na przetestowanie prototypu, zdałem sobie sprawę, że nie dysponuję żadnym generatorem z odpowiednim zakresem napięcia wystarczającym do przeprowadzenia badań układu. Posiadam jednak generatory wytwarzające sygnały o amplitudzie do ±10 Vp-p. Musiałem więc zaprojektować wzmacniacz, który będzie w stanie precyzyjnie odtworzyć kształt sygnału o dużej amplitudzie. Rysunek 4 prezentuje wysokonapięciowy wzmacniacz z pętlą prądowego sprzężenia zwrotnego (CFA), zbudowany na elementach dyskretnych.

Rysunek 4. Wysokonapięciowy wzmacniacz

Układy tego typu mają bardzo duży slew-rate i zazwyczaj szerokie pasmo. W projekcie użyto jednak tranzystorów na wysokie napięcie, a one mają wyższe pojemności pasożytnicze oraz niższy parametr Fts niż elementy pracujące na niższych napięciach.

Kilka ostrzeżeń: W układzie nie ma wbudowanych obwodów ograniczających moc. Próba długotrwałego obciążenia generatora prądem powyżej 10 mA spowoduje spalenie stopnia wyjściowego, a prawdopodobnie również innych stopni układu. Dodatkowo, lepiej nie dodawać do źródła wysokiego napięcia kondensatorów odsprzęgających o wartości >0,1 µF. Zwarcie może bowiem spowodować nawet zespawanie się dużych kondensatorów. Tym niemniej musiałem dodać do układu kondensatory o wartości 100 µF, aby stłumić drugą harmoniczną na wyjściu. Napięcie zasilaczy laboratoryjnych podwyższam i obniżam ręcznie, aby uniknąć gwałtownego włączania i wyłączania układu. Warto zaznaczyć, że nawet napięcie 50 V może wygenerować wystarczający prąd w ciele ludzkim, aby spowodować zatrzymanie akcji serca. Warto więc ustawić limit prądu zasilacza laboratoryjnego na 60 mA. Napięcie 50 V jest wystarczająco wysokie, aby podjąć odpowiednie środki ostrożności.

Opis wzmacniacza wysokonapięciowego

Na rysunku 4 wzmacniacz operacyjny ADA4898 steruje wzmacniaczem, a także pozwala kontrolować jego dokładność oraz poziom zniekształceń. Wzmacniacze ze sprzężeniem prądowym ogólnie mają duże błędy niezrównoważenia oraz kiepską dokładność. Zastosowanie wzmacniacza operacyjnego pozwala poprawić te parametry.

Wejście nieodwracające wzmacniacza oznaczono jako n25, natomiast nieodwracające – jako n5. Rezystory Rff oraz Rgg ustalają wzmocnienie stopnia CFA na wartość około 27. Tak wysokie wzmocnienie pozwala układowi ADA4898 na pracę tylko w zakresie ok. ±2 V. Wzmacniacz z pętlą prądową mógłby mieć nawet wyższe wzmocnienie, aby odciążyć wzmacniacz sterujący, ale wtedy zmniejszylibyśmy pasmo, a także zwiększyły by się zakłócenia. Ogólne wzmocnienie całego układu jest ustalane przez rezystory Rf i Rg i wynosi 20. Kondensatory Ctweak i Ctweak2 współpracują z Rf i pozwalają usunąć opóźnienie fazy wzmacniacza CFA z pętli sprzężenia całego układu powyżej 215 kHz. Zwiększa to stabilność wzmacniacza sterującego.

Węzeł n13 to tzw. „punkt wzmocnienia” (ang. gain node) wzmacniacza, który jest sterowany przez lustra prądowe złożone z tranzystorów Q1, Q2 i Q20, a także Q11, Q12 i Q19.

Tranzystory Q7, Q8, Q10 oraz Q13 tworzą bufor wyjściowy złożony z dwóch komplementarnych wzmacniaczy emiterowych. Układ nie zawiera ograniczników prądu – nie zwieraj wyjścia układu!

Pasmo układu

Stopień wzmacniacza z prądowym sprzężeniem zwrotnym ma 3-decybelowe płaskie pasmo o szerokości 35 MHz. Cały układ ma 3-decybelowe pasmo o szerokości 33 MHz, ale o zafalowaniach rzędu aż 8 dB. Zazwyczaj drugi stopień złożonego wzmacniacza ma co najmniej trzy razy szersze pasmo niż stopień wejściowy, co pozwala uniknąć zafalowań, ale w tym przypadku nie mieliśmy możliwości uzyskania takiego stosunku. Na szczęście podbicia pasma mają małą dobroć, są wąskie, a więc dzwonienie jest tłumione stosunkowo szybko. Sygnały o częstotliwości 100 kHz znajdują się poniżej częstotliwości podbicia i są dobrze obsługiwane przez układ. Zmierzone zakłócenia przy sygnale wyjściowym 80 Vp-p na 100 kHz są na poziomie -82 dBc i spadają do -100 dBc dla amplitudy 32 Vp-p i niższej. Odpowiedź na falę prostokątną ma przeregulowanie na poziomie ~60% dla szybkich zboczy i bardzo niewielkie przeregulowanie dla sygnałów o slew-rate mniejszym niż 250 V/µV. Maksymalny obsługiwany slew-rate wynosi 1900 V/µV.

Układ pomiarowy

Kiedy możemy już generować duże sygnały, należy zastanowić się jak użyć standardowego wyposażenia laboratoryjnego do pomiaru wyjścia z zakresu ±40 V. Wzmacniacz wysokiego napięcia oraz bufor ani nie mogą wysłać na wyjście prądu wyższego niż 10 mA, ani nie mogą wysterować stabilnie obciążenia wyższego niż ~40 pF. Przewody współosiowe o pojemności ok. 90 pF/m mają zbyt dużą pojemność. Natomiast sonda oscyloskopowa z dzielnikiem 1:10 może mieć pojemność jedynie ~15 pF||10 MΩ, a więc można jej użyć do połączenia układu z oscyloskopem.

Żaden analizator audio w naszym laboratorium nie jest w stanie osiągnąć czułości -80 dBc dla 100 kHz. W związku z tym do pomiarów zniekształceń należy użyć analizatorów widma. Te niestety mają jedynie wejścia o impedancji 50 Ω – to zbyt mało by nasz układ mógł ją wysterować. Rozwiązaniem jest zwiększenie impedancji (rysunek 5), to znaczy umieszczenie rezystora 5 kΩ między wyjściem a wejściem analizatora, co pozwoli uzyskać dzielnik ok. 1:100. Bardzo ważne jest, aby rezystor nie wykazywał szumów termicznych podczas pracy z sygnałami o niskich częstotliwościach. Szumy termiczne są bowiem proporcjonalne do sygnału wyjściowego i mogą nawet spowodować generowanie harmonicznych.

Dzielnik na wejściu analizatora widma

Zdecydowałem na umieszczenie pięciu rezystorów 1 kΩ/2 W połączonych szeregowo. Dwuwatowe rezystory charakteryzują się rezystancją termiczną ok. 37°C/W, natomiast pięć rezystorów 1 kΩ ma rezystancję termiczną ok. 7,5°C/W. Przy sygnale sinusoidalnym o amplitudzie ±40 V mamy moc rozpraszaną rzędu 160 mW, co spowoduje wzrost temperatury rezystorów o 7,5 x 0,16 = 1,2°C. Rezystory mają szum termiczny rzędu 100 ppm/°C, więc dla prądu stałego będzie to ok. 120 ppm/°C, co daje nieliniowość ok. 0,01% i zniekształcenia na poziomie -80 dBc. Jak w ogóle może to wystarczyć dla naszych pomiarów? Na szczęście rezystory w dzielniku dość wolno się nagrzewają, a my spodziewamy się niewielkich szumów termicznych w środku cykli o częstotliwości 100 kHz. Na ironię, większe zakłócenia są generowane na niższych częstotliwościach, najprawodpodobniej ok. 1 kHz oraz poniżej.

Sygnał o napięciu 80 Vp-p należy stłumić ze względu na ograniczony zakres napięcia wejściowego analizatora, ale nawet wtedy jest zbyt duży, by uzyskać najdokładniejsze możliwe pomiary. Nasz analizator jest w stanie uzyskać czułość -80 dBc, co jest kompromisem pomiędzy tłumieniem szumu i zakłóceń harmonicznych, a obsługą dużych napięć powodujących dodatkowe zakłócenia. Rozwiązaniem jest umieszczenie filtra na częstotliwość 100 kHz na wejściu analizatora, który stłumi sygnał podstawowy. Dzięki sygnałowi o amplitudzie jedynie kilku miliwoltów, złożonemu wyłącznie z harmonicznych, jesteśmy w stanie uzyskać zakres pomiarowy aż -120 dBc. Rysunek 5 prezentuje cały układ pomiarowy.

Rysunek 5. Układ do pomiaru zniekształceń.

Filtr generatora

Generator steruje rezystancją Rterm przez filtr dolnoprzepustowy złożony z elementów Cinput i Linput, który tłumi harmoniczne generatora poniżej 100 kHz. To pozwala na poprawę poziomu zakłóceń do ok. -113 dBc – poniżej poziomu mierzonych układów. Przefiltrowany sygnał jest wzmacniany przez wzmacniacz wysokonapięciowy i przechodzi przez bufor, który wysterowuje dzielnik.

Cewki są skonstruowane z drutu nawojowego nawiniętego na duży karkas przeznaczony dla rdzeni E-I. Nie można użyć rdzeni magnetycznych, gdyż takie cewki generują zakłócenia – konieczna jest cewka powietrzna.

Okazało się, że cewka Ltrap emituje zakłócenia do sąsiedniego, źle nawiniętego, nieekranowanego uzwojenia. W związku z tym umieściłem elementy filtra wyjściowego w metalowej puszce połączonej z masą układu przewodem BNC. Taką funkcję izolującą może pełnić każde stalowe opakowanie.

W celu kalibracji układu zastąpiłem dwa wzmacniacze przez zwykły przewód i sprawdziłem wzmocnienie od rezystora Rterm do analizatora widma na harmonicznych od drugiej do czwartej. Podczas pomiaru zniekształceń użyję zapisanego wzmocnienia na tej częstotliwości w celu uzyskania danych o harmonicznych na wyjściu bufora. Użyłem też oscyloskopu do monitorowania amplitudy częstotliwości podstawowej na wyjściu bufora. Mierzę więc moc znormalizowanych harmonicznych i dzielę ją przez amplitudę częstotliwości podstawowej, co pozwala mi uzyskać ogólny poziom zniekształceń.

O autorze

Pracował jako projektant analogowych układów scalonych – szybkich wzmacniaczy operacyjnych, źródeł napięć referencyjnych, układów sygnałów mieszanych, układów wideo, sterowników linii DSL, przetworników DAC, wzmacniaczy sample-and-hold, mnożników i wielu innych. Zdobył tytuł magistra inżyniera elektronika na Stanford University. Jest autorem ponad 20 patentów i przygotował wiele artykułów naukowych. Jego hobby to naprawa używanych przyrządów pomiarowych, gra na gitarze i projekty wykorzystujące Arduino.