Mikrokontroler.pl - portal dla elektroników

Pytanie:

Czy jest prosty sposób na zasilacz wysokiego napięcia, który można zastosować np. w aplikacjach pomiarowych ze stałym offsetem?

Odpowiedź:

Oczywiście. Można w tym celu użyć układu scalonego ze zintegrowanymi precyzyjnymi rezystorami w pętli sprzężenia zwrotnego.

Wstęp

Niełatwo jest zbudować zasilacz wysokiego napięcia o bardzo precyzyjnej regulacji wyjścia. Błędy często wynikają ze zmian parametrów układu wraz z upływem czasu, zmianami temperatury lub na skutek niedoskonałości procesu produkcyjnego. Powszechnym źródłem błędów są tradycyjnie używane w pętli sprzężenia zwrotnego sieci rezystancyjne. W tym artykule zaprezentowano nowatorski projekt wykorzystujący ścieżkę sprzężenia zwrotnego wewnątrz układu scalonego. Obwód ten jest przeznaczony do aplikacji pomiarowych ze stałym offsetem i zapewnia wyższą precyzję, stabilność, elastyczność, a także oszczędność kosztów w porównaniu z projektami wykorzystującymi sieci rezystorów dyskretnych.

Rysunek 1 pokazuje tradycyjne podejście do budowy regulowanego obwodu polaryzacji wysokim napięciem. Przetwornik cyfrowo-analogowy służy do generowania napięcia sterującego, a wzmacniacz operacyjny do zapewnienia wzmocnienia. Obwód z rysunku 1 pozwala wygenerować napięcie wyjściowe od ~0 V do 110 V z napięcia sterującego z zakresu od 0 V do 5 V.

Ponieważ czujniki na wysokie napięcie charakteryzują się często dość dużą pojemnością, zamontowany rezystor R2 służy do odizolowania wyjścia wzmacniacza operacyjnego od obciążenia i uniknięcia potencjalnych problemów ze stabilnością.

Rysunek 1. Tradycyjny układ wysokonapięciowego, regulowanego obwodu offsetu

W niektórych przypadkach obwody te są w zupełności wystarczające. Gdy jednak potrzebna jest większa dokładność lub długoterminowa stabilność, wiele korzyści może przynieść wykorzystanie do implementacji sprzężenia zwrotnego układu scalonego.

Implementacja układu scalonego ze sprzężeniem zwrotnym

Układ pokazany na rysunku 2 skonfigurowano zgodnie z następującymi założeniami projektowymi:

• Napięcie sterujące od 0 V do 5 V,
• Napięcie wyjściowe regulowane od ~0 V do 110 V,
• Prąd wyjściowy >10 mA,
• Typowa dokładność początkowa ±0,1%,
• Nie są wymagane zewnętrzne precyzyjne rezystory.

Obwód na rysunku 2 składa się z trzech głównych sekcji: generatora napięcia sterującego, układu całkującego i ścieżki sprzężenia zwrotnego. Sprzężenie zwrotne zrealizowano za pomocą układu scalonego w miejsce opisanej wcześniej sieci rezystorów.

Rysunek 2. Schemat LTSpice dla układu kalibrującego na napięcie od ~0 do 110 V

Zakres wejściowego napięcia sterującego wynosi od 0 V do 5 V. Wzmocnienie obwodu równe 22 V/V zapewnia zakres wyjściowego napięcia offsetu od ~0 V (0 V × 22 V/V) do 110 V (5 V × 22 V/V). Do generowania napięcia sterującego wybrano układ AD5683R. Jest to 16-bitowy przetwornik nanoDAC, który zawiera źródło napięcia odniesienia 2,5 V o dryfcie temperaturowym na poziomie jedynie 2 ppm/°C. Wybranie zakresu wyjściowego 5 V umożliwia układowi zapewnienie napięcia kalibracji w zakresie od ~0 V do 110 V z krokiem ~1,68 mV.

Jako układ całkujący wybrano LTC6090. To wysokonapięciowy wzmacniacz operacyjny zdolny do generowania sygnału w pełnym zakresie napięciowym (ang. „rail-to-rail”). Oferuje wejściowy prąd polaryzujący na poziomie pojedynczych pikoamperów. Tak niski prąd wejściowy jest niezbędny do osiągnięcia pożądanej wysokiej dokładności. Co więcej, LTC6090 zapewnia wzmocnienie w otwartej pętli na poziomie ponad 140 dB, dzięki czemu błędy systemowe wynikające ze skończonego wzmocnienia układu są minimalne.

LTC6090 porównuje napięcie sprzężenia zwrotnego z napięciem sterującym i całkuje różnicę (tj. błąd), dostosowując w ten sposób wyjście układu (VBIAS) do wartości zadanej. Stała czasowa utworzona przez R1 i C1 ustawia czas całkowania i nie wpływa na dokładność wzmacniacza, co oznacza, że elementy precyzyjne nie są wymagane. Obciążenie testowe zamodelowano jako rezystor 11 kΩ równolegle z kondensatorem 2,2 μF.

Wzmacniacz różnicowy w pętli sprzężenia zwrotnego

Wzmacniacz różnicowy LT1997-2 dostarcza 22-krotnego tłumienia w pętli sprzężenia zwrotnego (wzmocnienie = 0,04545…). Połączenia wymagane do uzyskania tłumienia 22 V/V można łatwo określić za pomocą kalkulatora online dla LTC1997-2. Zrzut ekranu z narzędzia pokazano na rysunku 3.

Rysunek 3. Zrzut ekranu z narzędzia projektowego dla LT1997-2 przy tłumieniu = 22

Układ LT1997-2 jest bardzo elastyczny i pozwala na szeroki zakres kombinacji wzmocnienia/tłumienia. Przykłady podano w dokumentacji, a również płytka ewaluacyjna oferuje wiele kombinacji wzmocnienia poprzez ustawienia wybierane zworką.

Rysunek 4. Płytka ewaluacyjna dla LT1997-2 (wzmocnienie można ustawić za pomocą zworek i dodatkowego przewodu)

Konfiguracja testowa

Obwód zamodelowano w LTspice, gdzie podczas symulacji spełnił on cele projektowe. Natomiast testy sprzętowe przeprowadzono dzięki zastosowaniu następujących płytek ewaluacyjnych:

• EVAL-AD5683R: płytka ewaluacyjna dla przetwornika DAC AD5683R,
• DC1979A: płytka demonstracyjna dla wzmacniacza operacyjnego LTC6090 140 V rail-to-rail (zmodyfikowana do testów),
• DC2551A-B: zestaw demonstracyjny dla konfigurowalnego wzmacniacza precyzyjnego LT1997 (zmodyfikowana do testów),
• DC2275A: płytka ewaluacyjna dla przetwornicy boost LT8331, VIN = 10-48 V, VOUT = 120 V przy prądzie do 80 mA,
• DC2354A: zestaw demonstracyjny dla przetwornicy buck LTC7149, skonfigurowany na ujemne napięcie wyjściowe; VIN =3,5-55 V; VOUT = –3,3 V/–5 V/regulowane do –56 V przy prądzie maks. 4 A.

Generowanie napięcia sterującego

Napięcie sterujące dla obwodu zostało ustawione za pomocą płytki ewaluacyjnej AD5683R. Podłączono ją przez port USB do laptopa z oprogramowaniem Analog Devices ACE (Analiza, Sterowanie, Ewaluacja). ACE zapewnia prosty sposób graficznej konfiguracji AD5683R i ustawienia napięcia wyjściowego przetwornika. Napięcie wyjściowe zapewnia punkt odniesienia dla wyjścia wysokiego napięcia.

Rysunek 5. Schemat blokowy układu testowego

Rysunek 6. Zrzut ekranu interfejsu ACE dla płytki ewaluacyjnej AD5683R

Dokładność stałoprądowa

Pomiary przedstawione w tabeli 1 i na rysunku 7 wykonano przy użyciu multimetru cyfrowego Keysight 34460A w temperaturze otoczenia 24°C. Dane wyjściowe płytki ewaluacyjnej AD5683R zostały skalibrowane z dokładnością do czterech miejsc po przecinku i są sterowane za pomocą oprogramowania ACE. Te wyniki pochodzą z pojedynczego zestawu płytek i nie reprezentują specyfikacji min/maks.

Tabela 1. Zmierzone napięcie wyjściowe a oczekiwane napięcie wyjściowe

Rysunek 7. Błąd napięcia wyjściowego w funkcji napięcia kalibracji

Zauważmy, że poniżej napięcia wyjściowego ~40 V, błąd jest zdominowany przez wpływ stałego offsetu we wzmacniaczu. Przy niskich napięciach przesunięcia te są większe niż błędy wzmocnienia. Natomiast przy wyższych napięciach mają one mniejszy udział procentowy i dominują tutaj właśnie niedokładności wzmocnienia. Bardziej szczegółową analizę błędów przedstawiono w dalszej części tego artykułu.

Odpowiedź zmiennoprądowa

Do wysterowania wejścia zastosowano krokową zmianę napięcia. Następnie zmierzono napięcia wyjściowe, a także sprzężenia zwrotnego (patrz rysunki 8, 9, 10). Zauważmy, że napięcie offsetu płynnie narasta do pożądanej wartości.

Rysunek 8. Odpowiedź na sygnał krokowy (skok od 0 V do 1 V)

Rysunek 9. Odpowiedź na sygnał krokowy (skok od 0 V do 2,5 V)

Rysunek 10. Odpowiedź na sygnał krokowy skok od 0 V do 5 V)

Przebiegi początkowe

W trakcie testów zbadano przebiegi początkowe zasilaczy i sygnałów. Zrobiono to, aby upewnić się, że wysokie napięcie nie zostanie przypadkowo przyłożone do wyjścia układu. AD5683R zapewnia napięcie sterujące, które zaczyna się od 0 V. Wraz ze wzrostem napięcia, na wyjściu kalibracyjnym zaobserwowano niewielki skok napięcia rzędu ~3 V. Biorąc pod uwagę wysokonapięciowy charakter wyjścia offsetu, uznano to za dopuszczalne podczas testów.

Jeśli ten obwód miałby być używany w systemie produkcyjnym, to wskazane jest, aby sekwencjonować zasilacze tak, by najpierw podane zostały napięcia sterujące, a dopiero na koniec zasilanie wysokim napięciem. Ta sekwencja pozwoli uniknąć potencjalnych skoków wysokiego napięcia na wyjściu układu podczas rozruchu. Do zaimplementowania tej funkcji wystarczy wykorzystać prosty sekwencer analogowy, taki jak ADM1186.

Rysunek 11. Przebiegi początkowe — zasilacze

Rysunek 12. Przebiegi początkowe — sygnały

Zdjęcia układu testowego

Płytka ewaluacyjna LTC6090 została zamontowana na spodzie płytki ewaluacyjnej LT1997-2. Były to jedyne układy, które wymagały modyfikacji do konfiguracji testowej. Płytki DAC i płytki ewaluacyjne z układami zasilającymi zostały użyte w ich podstawowej konfiguracji i dla uproszczenia nie pokazujemy ich na zdjęciach.

Rysunek 13. Płytka ewaluacyjna LT1997-2 z płytką LTC6090 zamontowaną na spodzie

Analiza błędów

Podczas testów przeprowadzono analizę błędów. Dominujące źródła błędów w obwodzie przedstawiono w tabeli 2 wraz z wartościami typowymi i maksymalnymi.

Maksymalny błąd przy napięciu wyjściowym 110 V wyniósł 0,0382% lub 42 mV. Obejmuje to wszystkie błędy wynikające z tolerancji produkcji układów, a także pracy w pełnym zakresie temperatur (–40°C do +125°C). Typowy błąd przy napięciu wyjściowym 110 V wyniósł 0,00839%, co jest zgodne z wynikami pomiarów (0,008% lub 9 mV).

Tabela 2. Analiza błędów napięcia wyjściowego

*Obejmuje także tolerancję wykonania elementów oraz pełen zakres temperatur
**Przy temperaturze 25°C

Uwagi odnośnie zasilaczy układu

Sprzęt użyty podczas testów był zasilany napięciami ±5 V, 24 V i 120 V. Oto kilka dodatkowych uwag dotyczących wyboru tego sprzętu:

• Konwerter DAC AD5683R wymagał zasilania 5 V:
  • Aby z przetwornika DAC uzyskać napięcie 5 V, konieczne może być ustawienie napięcia zasilania nieco powyżej tej wartości. Nawet niewielkie obciążenia mogą bowiem ograniczać maksymalną wartość wyjściową. Dodatkowe informacje znajdziesz na rysunku 35 ze strony 15 dokumentacji układu AD5683R.
• Aby umożliwić działanie układów LTC6090 i LT1997-2 przy napięciu sterującym zbliżonym do 0 V, zastosowano dodatkowe napięcie -5 V:
  • Zakres wejściowy w trybie wspólnym dla LTC6090 jest ograniczony do 3 V powyżej ujemnego napięcia zasilania,
  • Do wygenerowania napięcia -5 V użyto płytki demonstracyjnej LTC7149
    • Płytka może generować prąd do 4 A.
    • Obwód wymaga prądu <25 mA przy napięciu –5 V. Do tego celu wystarczy prosty układ pompy ładunku. Można na przykład rozważyć układ ADP5600.
• Do układu LTC6090 podano napięcie zasilające 120 V
  • Choć LTC6090 zapewnia wyjście w pełnym zakresie napięć, to przy dużym obciążeniu wymagany jest dodatkowy zapas dla V+.
• Na dodatnie wejście układu LT1997-2 podano napięcie 24 V
  • To napięcie zostało wybrane, aby uniknąć działania w trybie Over-The-Top (przy napięciu wejściowym bardzo bliskim zasilania). Niektóre charakterystyki wydajności LT1997-2 pogarszają się w tym trybie. Dodatkowe informacje znajdują się na stronie 14 dokumentacji LT1997-2.

Porównanie sprzężenia zwrotnego układu scalonego z tradycyjną siecią rezystorową

Porównajmy kilka parametrów projektowych tradycyjnego układu na rysunku 1 układem scalonym ze sprzężeniem zwrotnym pokazanym na rysunku 2. W tym porównaniu układem scalonym sprzężenia zwrotnego jest LT1997-2 (patrz rysunek 14). Zauważmy, że w LT1997-2 wbudowane są wysoce dopasowane, precyzyjne rezystory.

Rysunek 14. Schemat blokowy LT1997-2

Tabela 3. Układ LT1997-2 w porównaniu z dwoma dyskretnymi precyzyjnymi rezystorami 1206 (Uwaga: Rezystory 1206 mają napięcia znamionowe 200 V)

*porównanie LT1997IDF-2#PBF (źródło: analog.com) z rezystorem RT1206BRD07150KL (źródło: digikey.com)

Tabela 4. Porównanie LT1997-2 oraz sieci rezystorów z metalową powłoką

*porównanie LT1997IDF-2#PBF (źródło: analog.com) z rezystorem Y0114V0525BV0L (źródło: digikey.com)

Tabela 5. Porównanie LT1997-2 oraz oporników precyzyjnych na bazie krzemu

*porównanie LT1997IDF-2#PBF (źródło: analog.com) z rezystorem MAX5490VA10000+T (źródło: digikey.com)

Porównanie LT1997-2 z elementami dyskretnymi różnego typu

Pomimo, że układ LT1997-2 jest dużo droższy niż dwa rezystory SMD, to zapewnia znacznie lepsze parametry. W porównaniu do sieci rezystorów z powłoką metalową, LT1997-2 zapewnia korzyści zarówno pod względem wielkości, jak i kosztów. Natomiast w porównaniu do rezystorów na bazie krzemu, LT1997-2 zapewnia korzyści w zakresie precyzji oraz napięcia roboczego. Co więcej, przewagą nad wszystkimi konkurencyjnymi rozwiązaniami jest integracja wewnątrz układu różnych wartości rezystorów. Zapewnia to w razie potrzeby elastyczność wzmocnienia poprzez zastosowanie zewnętrznych zworek.

Korzystanie z układu scalonego zawierającego precyzyjne rezystory ma jeszcze jedną zaletę, która na pierwszy rzut oka może nie być oczywista. Złącza sumujące wzmacniacza są schowane w urządzeniu i nie są wystawione na styki PCB. Chroni to te wrażliwe węzły przed niechcianymi sygnałami wejściowymi. Ponadto w wielu konfiguracjach wzmocnienia wewnętrzne rezystory są podłączone zewnętrznie albo do masy, albo do wyjścia. Pozwala to uniknąć ścieżek upływu, które mogłyby wpłynąć na dokładność obwodu. Ścieżki upływu są powszechnymi źródłami błędów w obwodach wyższego napięcia. Więcej informacji na ten temat można znaleźć na stronie 14 dokumentacji LTC6090.

Wnioski

Regulowane, wysokonapięciowe obwody zasilania aplikacji pomiarowych ze stałym offsetem tradycyjnie wykorzystują wzmacniacze operacyjne z pętlą sprzężenia zwrotnego w postaci sieci rezystorów. Chociaż takie podejście wydaje się oczywiste, to osiągnięcie wysokiej precyzji oraz powtarzalności może być przy nim nieco trudne. Wykorzystanie układu scalonego do dostarczania sygnału zwrotnego zamiast sieci rezystorów może zapewnić dokładniejsze i bardziej spójne wyniki.